了解传统AM,一种常用于商业广播的调幅技术。
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调幅与消息信号成比例地改变载波的振幅。AM有几种类型,每种类型都有其独特的频谱,各有优缺点。
我们在上一篇文章中讨论了一种振幅调制,称为双边带抑制载波(DSB-SC)调制。正如我们所了解到的,这是一种简单且节能的调制射频传输信号的方法。然而,解调DSB-SC信号需要接收机生成与发射机中使用的原始载波相干(同步)的载波。这一要求增加了接收器硬件的成本和复杂性。
在商业广播中,同步解调的成本可能特别成问题,因为每个发射机都有许多接收机在运行。在本文中,我们将探索一种AM技术,通过将载波保留在调制信号的频谱内来解决这一经济问题。这种被称为传统AM的方法牺牲了DSB-SC的一些功率效率,以换取简化接收器的硬件。
DSB-SC调制:综述
在我们开始之前,让我们快速回顾一下DSB-SC调制。在这种方法中,通过将消息信号(m(t))乘以载波c(t)=Accos(ωct)来产生调制信号(s(t)
在频域中,m(t)乘以载波对应于基带信号频谱m(f)与余弦函数频谱的卷积。因此,如图1所示,调制波的频谱将有两个基带频谱的副本——一个转移到fc,另一个移动到-fc。
DSB-SC调制的基带和输出频谱。
这里的关键点是,与正弦载波相关的脉冲函数(由上图中的紫色垂直箭头表示)不会出现在调制信号的频谱中。从功率使用的角度来看,这是有利的,因为载波消耗了相当大一部分的传输功率,而没有传达任何有用的信息。正如我们之前提到的,缺点是它会导致接收器硬件的复杂性增加。
传统AM输出频谱
为了在传输频谱中保留载波,我们使用以下方程来生成调制信号:
解释:
Ac是载波振幅
m(t)是消息信号
μ是调制指数(缩放因子)。
Ac(1+μm(t))中包含1+导致载波出现在输出频谱内。
图2显示了这种幅度调制的典型输出频谱。
比较图1和图2,我们可以看到,在DSB-SC和传统AM中,传输带宽是消息信号(BT=2B)的两倍。两种AM类型的输出频谱都包括基带频谱的两个副本,频率转换为±fc。然而,与DSB-SC方法不同,传统的AM频谱包括两个按因子0.5Ac加权的增量函数。
传统AM中的调制指数
要在时域中讨论传统AM,我们首先需要了解调制指数的作用。例如,考虑一个单音消息,m(t)=cos(ωmt),调制载波c(t)=cos(ωct)。图3显示了调制指数为μ=0.8时,调制波的载波和瞬时振幅g(t)=1+μm(t)。
应用方程式2产生图4中的调制波形。此图中的蓝色波形表示调制波;绿色和红色波形分别表示函数g(t)和-g(t)。
您可能还记得上一篇文章对DSB-SC调制的讨论,调制信号的包络被定义为跟踪调制波形瞬时峰值的连续平滑曲线。上面,调制信号的上包络与函数g(t)匹配,而调制波形的下包络为-g(t)。
函数g(t)的形状与m(t)相同,只是偏移了一个DC值。从g(t)中提取m(t)需要一个直流块来消除信号的直流分量。由于消息信息包含在调制波的包络中,我们可以使用简单的包络检测器电路来恢复消息。
接下来,图5和图6说明了当我们将调制指数增加到μ=1时会发生什么。图5显示了μ新值的调制信号的载波和瞬时振幅。
图6显示了调制波形以及g(t)和-g(t)。
再次,调制信号的包络等于g(t)=Ac(1+μm(t))。当1+μm(t)对所有t值都为正时,这一条件始终成立,这意味着可以使用简单的包络检波器进行解调。
我们通常假设|m(t)|的最大值小于或等于1(|m(t)|≤1)。条件“1+μm(t)对所有t都是正的”则要求μ小于1。为了测试这一点,让我们看看当μ=1.2增加时会发生什么。图7和图8显示了结果波形。
我们可以在图7中看到,对于t的某些值,函数g(t)=1+μm(t)为负。当g(t)为零时,调制波形中会发生相位反转。因此,当g(t)为正时,上包络与g(t”匹配,但当g(t)为负时,它会切换到-g(t)。换句话说,上包络对应于g(t)的绝对值。当g(t)不总是正时,我们说载波被过调制了。
由于调制波形的包络不再等于g(t),而是等于|g(t)|,因此我们不能使用包络检波器进行解调。恢复消息信号需要一个同步解调器,这要复杂得多。因此,几乎所有商业AM站都传输具有非负g(t)的传统AM。
在我们继续之前,值得一提的是,载波频率必须远大于消息信号的最大频率(fc≫B)。如果不是这样,接收器就无法检测到包络——它追踪调制波形的峰值。
传统AM的功率效率
鉴于载波不包含消息信息,我们可以认为它的功率被浪费了。为了量化传统幅度调制的功率效率,我们将调制信号(方程2)表示为:
假设s(t)是一个电压量。如果我们将此电压施加在1Ω电阻器上,则传递给电阻器的平均功率如下:
如果s(t)是一个周期信号,计算一个周期内的积分就足够了。在实践中,s(t)通常不是周期性的,因此我们需要在更长的时间内进行测量。
方程式5给出了平方消息信号的表达式:
考虑上述方程最后一项的时间平均值。应用基本的三角恒等式,我们可以如下展开余弦函数的平方:
m(t)的时间平均值通常被假设为零,从而得到我们上面看到的零结果。
还要注意,两个独立函数乘积的时间平均值等于它们各自时间平均值的乘积。由于函数m(t)和cos(2ωct)是独立的,并且m(t”的时间平均值为零,因此m(t“cos(2Ωct”)的时间平均也为零。因此,方程式4简化为:
在上述方程式中,m2(t)上的条表示其时间平均值。虽然第一项给出了载波功率(Pc),但第二项量化了信息承载信号分量的功率(边带功率,或Ps)。
我们打算传输驻留在Ps中的消息信息。Pc仅用于使解调更加方便。基于此,我们现在可以计算功率效率:
为了深入了解上述方程,让我们假设消息信号是由m(t)=cos(ωmt)给出的单音正弦曲线。因此,m2(t)的时间平均值为0.5,产生:
方程式9表明,效率随着μ的增加而增加。我们知道调制指数(μ)需要是小于或等于1的正值(0≤μ≤1)。因此,最大效率出现在μ=1时,等于η=33%。
这意味着,在最佳条件下(μ=1),对于单音正弦消息,只有三分之一的发射功率用于携带消息信息。调制指数的较小值进一步降低了效率。例如,当μ=0.5时,效率降低到11.11%。功率效率的降低是具有更简单的接收器硬件的折衷。
总结
与DSB-SC文章一样,我们将在最后列出讨论中的关键要点:
在传统AM中,发射机将载波与调制信号一起发送。
接收器不需要生成载波,简化了其硬件设计并降低了相关成本。
载波功率被浪费,导致功率效率降低。
在100%调制(μ=1)的情况下,边带中的总功率是调制波携带的总功率的三分之一(η=33%)。
在本系列接下来的几篇文章中,我们将把注意力从调制技术转向调制器电路,从平方律调制器开始。
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