了解变压器耦合电压开关D类放大器|电路_新浪科技

在本文中，我们将学习变压器耦合电压开关D类放大器的工作原理，并重点介绍它的一些优点。

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本系列的前几篇文章研究了互补电压开关D类放大器以及影响其性能的一些非理想因素。在本文中，我们将讨论一种不同的D类配置：变压器耦合电压开关（TCVS）放大器。TCVS放大器的示意图如图1所示。

变压器耦合电压开关D类放大器示意图。

图1.变压器耦合电压开关D类放大器

在本文中，我们将探讨该放大器的操作，分析其性能，并将其与基本的B类配置进行比较。为了帮助巩固我们讨论的概念，我们还将在两个示例问题中确定TCVS放大器的电路参数。然而，在这之前，让我们检查一下电路本身。

TCVS放大器示意图

您可能已经注意到图1与之前文章中的变压器耦合推挽式B类放大器之间，存在一些相似之处。为了便于比较，图2中再现了推挽式B级的简化图。

变压器耦合推挽式B类放大器的电路图。

图2.变压器耦合推挽式B类放大器

在上述两种配置中，两个晶体管（Q1和Q2）在输入信号的交替半周期内工作。在任何给定时间，只有一个晶体管被驱动导通。为了避免两个晶体管同时导通，中心抽头输入变压器（T2）从单端输入信号产生相反极性的驱动信号。

T2的中心抽头连接到固定偏置电压。在图2中，该电压标记为Vbias。对于推挽式B级，选择Vbias以适当地偏置晶体管，使其刚好低于导通点。对于TCVS配置，偏置电压为地。

这两种类型的功率放大器都使用输出变压器（T1）来组合集电极电流。在图1和图2中，输出变压器的中心抽头连接到电源（VCC）。一个主要区别是推挽式B级直接连接到负载。另一方面，TCVS配置通过串联LC电路连接到负载。

尽管有上述相似之处，但这两个放大器的工作方式完全不同。在推挽式B类放大器中，晶体管作为电流源工作，在T1的次级产生正弦电压。然而，使用TCVS放大器，晶体管被足够硬地驱动以充当开关，T1次级的电压信号是方波。

TCVS放大器是如何工作的？

首先，让我们考虑TCVS放大器工作的每个半周期。图3中的简化图显示了当上部开关（S1）闭合而底部开关（S2）打开时的放大器。我们假设晶体管充当理想开关，这就是为什么在本图和下图中S1和S2取代了Q1和Q2。当晶体管导通时，其相应的开关闭合；当晶体管关断时开关断开。

当上部开关打开而下部开关关闭时，TCVS放大器。

图3.当S1关闭而S2打开时，TCVS放大器

在这个半周期中，节点C显然处于地电位。VCC的电压降出现在初级绕组的上段。其极性在图中以紫色显示。

由于变压器的作用，下绕组上也感应出相同的电压。因此，节点D处于2VCC，而节点C处于地。请注意，我们假设变压器和开关都是理想的。

图4显示了下一个半周期，即S1打开，S2关闭。

当上部开关关闭而下部开关打开时，TCVS放大器。

图4.当S1打开而S2关闭时，TCVS放大器

VCC的电压现在出现在初级绕组的下段。绕组之间的磁耦合在初级绕组的上段产生相同的电压。极性再次以紫色显示。在这个半周期中，节点D接地，节点C处于2VCC。

了解电压波形

查看：

当Q1关断而Q2接通时，节点C处于2VCC，节点D处于地。

当Q1导通，Q2关断时，节点C接地，节点D为2VCC。

因此，节点C和节点D处的电压（分别为VC和VD）是在零和2VCC之间切换的方波。图5显示了两个完整周期内的电压波形，假设Q1在前半个周期为OFF，Q2为ON。

节点C（顶部）和节点D（底部）的电压。

图5.节点C（顶部）和节点D（底部）在两个完整操作周期内的电压

这里的一个关键点是，每个晶体管的最大集电极-发射极电压是电源电压（2VCC）的两倍。在为TCVS放大器选择晶体管时，应考虑到这一点。

接下来，让我们确定调谐电路输入端（节点E）的电压。从图3和图4中，我们观察到具有交替极性的VCC电压在初级绕组的每个段上下降。由于初级绕组中的每个段有m匝，次级绕组有n匝，因此节点E处的电压具有（n/m）VCC的幅度。因为极性在一个半周期为正，在另一个半周为负，所以节点E处的电压在+（n/m）VCC和-（n/m）VCC之间切换。

这实际上是TCVS电路的一个优点。通过改变输出变压器的匝数比，我们可以根据设计规范缩放输出方波的振幅。节点E（VE）的电压波形如图6所示。

节点E在两个完整操作周期内的电压。

图6.节点E在两个完整操作周期内的电压

TCVS电路的操作与图7中的基本D类放大器的操作非常相似。

基本D类放大器示意图。

图7.基本的D类放大器

这就是我们用来介绍D类运算概念的简单电路。这里，与TCVS放大器一样，S1和S2交替地接通和关断，以在节点E处产生方波。然而，方波在接地和VCC之间切换，而不是在+（n/m）VCC和-（n/m）VCC之间切换。

现在我们了解了TCVS放大器的工作原理，让我们检查一下它的性能。

寻找TCVS放大器的输出功率

放大器的串联RLC电路对输入电压的基频分量以外的所有部分都呈现出非常大的阻抗。因此，调谐电路在基频下施加正弦电流（图8）。

基频的正弦电流流过RLC电路。

图8.基频的正弦电流流过RLC电路

为了找到TCVS放大器输出电流的幅度，我们需要找到节点E处方波的基波分量。使用傅里叶级数表示，我们可以根据其组成频率分量表示图6中的方波电流：

方程式1.

解释：

n=输出变压器次级绕组的匝数

m=输出变压器初级绕组每段的匝数。

因此，方波的基本分量具有峰值：

方程式2.

除以RL，我们得到输出电流的峰值：

方程式3.

最后，输出功率为：

方程式4.

其中

irms = Ip/

√

方程式3和4是设计TCVS放大器的关键关系，我们稍后会看到。同时，让我们找到TCVS放大器的理论效率。

寻找TCVS放大器的效率

为了计算放大器的效率，我们需要知道输出功率（方程式4）和输入功率。输入功率等于电源电压乘以从电源汲取的电流的平均值。

虽然输出电流（iRF）是正弦曲线，但通过开关（图1中的i1和i2）的电流是半波整流正弦曲线。因此，从电源（icc）汲取的总电流是全波整流正弦曲线。该电流波形如图9所示。

从电源汲取的总电流是全波整流正弦曲线。

图9.从电源汲取的总电流是全波整流正弦曲线

虽然iRF的峰值是Ip，但icc的峰值是（n/m）Ip。这是由于变压器的电流缩放功能。你可以很容易地验证振幅为Ip的全波整流正弦曲线具有2Ip/π的直流分量。图9中振幅为（n/m）Ip的波形的平均值为：

方程式5.

在乘以VCC并从方程3中代入Ip后，发现电源提供的功率为：

方程式6.

这等于方程4中的输出功率，这意味着TCVS放大器——就像互补电压开关放大器一样——具有100%的理想效率。

示例1：为TCVS放大器选择最大晶体管电压和电流

在上一篇文章中，我们发现了基本D类放大器（图7）的电源电压和最大开关电流，该放大器向50Ω负载提供了20 W的功率。让我们对一个理想的TCVS放大器重复这个例子，该放大器为50Ω负载提供20 W的功率。假设匝数比（n/m）为1。

我们将从电源电压开始。将我们的示例值代入方程4，我们得到：

方程式7.

求解VCC，我们得到：

方程式8.

TCVS放大器的电源电压为35.1V。

从图9中可以看出，通过开关的最大电流为（n/m）Ip。用方程式3中的Ip替换，我们得到：

方程式9.

我们知道VCC=35.1 V，（n/m）=1，RL=50Ω。将这些值代入方程式9，我们得到：

方程式10.

TCVS放大器的最大开关电流为0.89 A。

TCVS放大器与基本D类放大器的比较

回想一下，我们之前使用基本的D类放大器而不是TCVS放大器完成了示例1。这为我们比较这两种设计提供了一个有用的起点，我们将在本节中看到。

给定输出功率下的电源电压和最大开关电流

总结上一节的结果，对于向50Ω电阻负载提供20 W功率的TCVS放大器，VCC=35.1 V，Imax=0.89 A。对于相同的输出功率和负载电阻，基本的D类放大器需要70.2 V的电源电压。与TCVS放大器一样，其每个开关的最大电流为0.89 a。换句话说，TCVS配置允许我们在使用相同的最大电流的同时将电源电压减半。

TCVS放大器是如何实现这一点的？假设n/m=1，TCVS电路在调谐电路的输入端产生峰峰值为2VCC的方波。另一方面，基本的D类放大器产生VCC的峰峰值。这就是TCVS电路在给定的输出功率和负载下将电源电压减半的原因。

最大集电极-发射极电压

最大集电极-发射极电压是多少？在基本的D类配置中，最大集电极-发射极电流等于VCC，即70.2 V。然而，图5中的波形显示，TCVS电路中的最大集电极-发射器电压是电源电压（2VCC）的两倍。因此，虽然我们可以在TCVS设计中使用VCC=35.1V的电源电压，但晶体管应容忍的最大集电极-发射极电压为70.2V，与基本的D类设计相同。

固定电源的最大开关电流和输出功率

最后，假设我们保持电源电压和负载电阻不变。基本D类放大器和TCVS放大器的最大开关电流和输出功率如何变化？

从首次介绍配置的文章中，我们知道基本D类放大器的最大开关电流为：